1 引言
近年来，电力电子技术迅猛发展，各种大功率全控型器件相继问世，其中功率MOSFET在开关变换器中使用广泛。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制（PWM）。美国硅通用半导体公司推出了SG3525，用于驱动N沟道功率MOSFET。SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，简单可靠并使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。其性能特点如下[1][2]：
(1)工作电压范围宽8V～35V；
(2)内置5.1 V±1.0 %的基准电压源；
(3)芯片内振荡器工作频率宽100 Hz～400 kHz ；
(4)具有振荡器外部同步功能；
(5)死区时间可调。为了适应驱动快速场效应管的需要，末级采用推拉式工作电路，使开关速度更快，末级输出或吸入电流最大值可达400 mA；
(6)内设欠压锁定电路 ，当输入电压小于 8 V 时芯片内部锁定，停止工作(基准源及必要电路除外)，使消耗电流降至小于2 mA；
(7) 设有软启动电路。比较器的反相输入端即软启动控制端，芯片的引脚8，可外接软启动电容。该电容器内部的基准电压Uref由恒流源供电，达到 2. 5 V 的时间为 t = (2. 5 V/ 50μA) C，占空比由小到大(50 %)变化；
(8)内置 PWM(脉宽调制)，锁存器将比较器送来的置位信号锁存，并将误差放大器上的噪声、振铃及系统所有的跳动和振荡信号消除。只有在下一个时钟周期才能重新置位，系统的可靠性高。
2 基于PWM的推挽式开关电源设计
图1是选用SG3525设计的基于PWM的推挽式开关电源电路。其性能指标是：输入电压为AC176V－253V可调，输入额定电压为220V，输出为5V/1A。本系统由SG3525产生两路反向方波来控制MOSFET的导通与关闭，MOSFET驱动采用推挽方式。本设计在变压器的中心抽头加入整流后的直流电压，输出部分采用全波整流，在输出点上有分压电阻给TL431提供参考电压，并通过光电隔离反馈到SG3525，以调节控制输出方波占空比来稳定输出电压。由于本设计采用推挽式功率变换电路，在输入回路中仅有一个开关的通态压降，而半桥和全桥电路有2个，因此在同样的条件下，产生的通态损耗较小，变压器可同时实现直流隔离和电压变换的功能，磁性元件数目较少，成本较低。
2.1控制器结构框图及引脚功能说明
SG3525是定频PWM电路，采用16引脚标准DIP封装。其各引脚功能如图2所示，内部引脚框图如图3所示。直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门，另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的电源。振荡器脚5须外接电容Cr，脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容Cr决定，。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端。比较器的反向输入端接误差放大器的输出，误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补,交替输出高低电平，将 PWM 脉冲送至 V1 及 V2 的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证 V1 及 V2 不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位差为180°的PWM波。
推挽变换器的高频变压器结构如原理图1所示，原边和副边的绕组都分别有一个中心抽头。由于输入电压最小值为AC176V，所以整流后最小输入电压为DC249V。因此，计算磁芯参数时取变压器输入电压幅值Up1＝249V，直流输出电压5V，二极管压降取0.6V，所以次级绕组电压幅值Up2取5.6V，最大工作比a＝0.45。次级绕组峰值电流Ip1=1A，次级绕组电流有效值
=0.69（A），初级绕组峰值电流Ip1＝Up2/Up1•Ip2=22.4（mA），初级电流有效值
=15(mA)。因此，变压器的输出功率
=3.7（W），变压器计算功率
=10.5（W），（变压器效率n取为1，这个效率不包括整流二极管在内）。取工作磁感应强度Bm＝170mT，电流密度j取4.8A/，铜在磁心窗口中的占空系数Km初选时取0.2-0.3，实际计算取Km＝0.25，则计算面积乘积为
取EE16磁心，它的中心截面积(Ae)19.2 mm2，磁心的窗口面积(Aw)为39.85 mm2，因此EE16的功率容量为
，而计算面积乘积Ap=0.029㎝4，它明显小于上面的功率容量的乘积0.0765，可见采用EE16磁心时，功率容量已足大。
绕组匝数计算如下。先确定最低电压绕组的匝数
＝ 取N2=8，初级绕组匝数
，取偶数N1=344，其中开关管最大导通时间Ton＝9us，控制器输出频率f=45kHz。按照原边344匝，副边8匝绕制变压器。在变压器的绕制过程中，为了减少变压器的漏感，要将原边绕组和副边绕组紧密耦合。
2.3交流输入部分[4]
系统交流输入部分由EMI滤波器，浪涌电压抑制器，整流桥，输入滤波电容组成。其中交流输入经EMI滤波及浪涌电压抑制器限制后一路经降压整流产生直流用来给SG3525供电。
2.4控制电路及驱动电路部分
采用SG3525集成PWM控制器作为控制芯片，它的外围电路简单。电路中的锯齿波形成电路由RT、Cr和内部电路组成，本设计取Cr=4700pF , RT=3.3kΩ,RD=100Ω。经计算振荡器输出频率是90kHz，PWM输出频率定为45kHz。软启动电容接入端（引脚8）接一个1uf的软启动电容。只有软启动电容充电至电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。它的输出与5脚锯齿波和软启动电容一起可控制PWM控制器以产生方波。它的输出级11脚、14脚输出两路互补的PWM波，采用图腾柱式结构，灌电流拉电流能力超过200mA，可以直接驱动MOSFET管，只需加一门级电阻即可。本设计选用的是IR公司生产的IRF630。其具体设计电路如原理图1所示。
2.5反馈补偿电路设计
为了确保输出的稳定，在+5V上引入反馈，采用2.5V～36 V可调式精密并联稳压器TL431作为稳压器件。TL431是德州仪器公司生产的一款有良好热稳定性的三端可调分流基准源。它的输出电压可用两个电阻任意设置Vref(2.5V~36V)。该器件的典型动态阻抗为0.2Ω。用它来构成外部误差放大器，再与光耦组成隔离式反馈电路。为了将连续变化的输出迅速反馈，需采用线性光耦，如PC817。当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“光－电－光”的转换。PC817不仅可以起到反馈作用，还可以起到隔离作用，当PC817二极管正向电流在3mA左右变化时，三极管的集射电流在 左右变化，而集射极电压在很宽的范围内线性变化，因而比较符合SG3525的控制要求。
当+5V输出电压升高时，经R27、R28分压后得到的取样电压，与TL431中的2.5 V带隙基准电压进行比较，并在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流发生变化。再通过光耦PC817去改变SG3525 的1脚电压大小，从而改变9脚电流大小，再通过光耦PC817使反馈电压VFD增大，SG3525的1脚输入端电压升高，经SG3525内部电路后11、14的输出占空比减小，使+5V维持稳定。2.6输出电路设计
在负载电流相同的条件下，全波和倍流整流电路中二极管的总通态损耗比全桥整流电路小一半，这就意味着在输出电压相同，且其它损耗相当的情况下，全波和倍流整流电路的效率会较高。在低压输入电路中，二极管通态损耗占电路总损耗很大比例，通常在输入电压较低的情况下（小于100V）采用全波电路比较合适。因此本设计采用整流器件MBR20100，其管压降小，可提高效率，二极管两端采用RC吸收电路，抑制二极管的反向瞬态电压。高频电压经其整流后由滤波电容C13滤波，再经磁珠L1组成低通滤波器向负载输出，C14可降低交流纹波。输出电路设计如原理图1所示。
3 实验波形和实验数据
图4是满载时输出波形，从图中可以看出，满载时＋5V输出比较稳定且纹波比较小。
为了验证该系统的稳定性，实验中记录了不同负载下的输出电压值和不同输入下输出电压值如表1和表2所示。
从表1和表2可以看出，随着负载的加重，输出电压有小量的降低，随着输入电压的增加输出电压有小量的提升。但都基本维持在5V左右，负载调整率为 (5.07-4.98)/4.98=1.8%，电网调整率为(5.05-5.02)/5.02=0.6%，表明该系统较好的实现了稳压。
